Компьютерное исследование ВЧ усилителя мощности, смещённого в режим класса C

Оригинальная статья: A Computerized Study RF-Power of the Class-C-Biased Amplifier,  JENS VIDKJAER, MEMBER, IEEE 1978

Аннотация

В работе проводится сравнение экспериментов и компьютерного моделирования широко используемого выходного каскада мобильных передатчиков. Показано, что цикл работы такого усилителя отличается от обычно предполагаемого режима. Причина заключается в том, что эффект расширения базы транзистора доминирует над эффектом обратной связи транзистора.

1. Введение

С момента появления ВЧ мощных транзисторов выходные каскады передатчиков оставались сложной задачей для разработчиков. Конструирование ВЧ усилителей мощности часто считалось скорее экспериментальным искусством, чем обычным схемотехническим проектированием.

В данной статье представлено компьютерное моделирование широко используемого выходного каскада мобильных передатчиков. Показано, что базовые принципы работы схемы отличаются от традиционного понимания. Новый взгляд связан с учетом высокоуровневых эффектов транзистора, особенно расширения базы. Избыточный заряд базы при протекании тока сохраняется в емкости база‑эмиттер, а не база‑коллектор, как предполагалось ранее. Это существенно изменяет внутреннюю обратную связь транзистора и показывает необходимость пересмотра аналитических методов проектирования.

Однако моделирование без учета высокоуровневых эффектов также может давать достаточно точные результаты. Поэтому далее рассматриваются различия между двумя подходами и показывается, что если усилитель не склонен к неустойчивости, то упрощенные модели тоже способны давать приемлемые результаты.

2. ВЧ усилитель мощности класса C

Исследуемый усилитель и измерительная установка показаны на рисунке 1. Транзистор смещен для работы в режиме класса C через дроссели Lb и Lc. Входная согласующая цепь повышает низкое входное сопротивление транзистора на основной частоте до уровня сопротивления генератора, а выходная согласующая цепь обеспечивает нагрузку коллектора, необходимую для получения максимальной выходной мощности.

Экспериментальная установка имеет следующие особенности:

1) Состояние настройки наблюдается по отражённому напряжению на входном двойном направленном ответвителе и по направленному ответвителю нагрузочной линии.
2) Осциллограф подключён непосредственно к выводу базы с целью минимизации неопределённостей, вызванных паразитными элементами. При этом осциллограф обеспечивает основную часть демпфирования базы.
3) Коллекторный пробник установлен в разъёме с целью обеспечения воспроизводимости экспериментов, хотя при этом возникает незначительное ухудшение характеристик.

 




На рис. 2 показаны экспериментальные формы напряжений коллектора и базы, наблюдаемые при работе схемы в режиме, указанном в первой строке Таблицы I. Полученные рабочие характеристики соответствуют данным из технической документации на транзистор(Motorola 2N3632 RF-power transistor specified for VHF-UHF application. Typical data for Pin = 2 W: Pout = 1.5W at 100 MHz, Pout = 7 W at 300 MHz.). Эквивалентная схема для моделирования экспериментальной установки приведена на рис. 3, и следует отметить следующие обстоятельства.

    1) Входная делительная цепь R1 и R2 обеспечивает простой метод моделирования входного двойного направленного ответвителя. Используя Eg = 2Vin, см. Fig. 1, легко доказать, что эффективные значения Vref как в экспериментальной установке, так и в эквивалентной схеме соответствуют друг другу.
    2) LE1 и LB1 представляют индуктивности выводов эмиттера и базы. Индуктивность коллектора не рассматривалась как отдельный компонент, поскольку она не вносит значительного вклада в вычисления, но её значение было добавлено к Lz.
    3) Небольшая часть демпфирования базы была перенесена с внешнего узла базы на внутренний узел по вычислительным причинам. Поскольку |Zin| ≈ 3.5 Ω на 160МГц-уровне, существенных ошибок таким образом не возникает.
    4) Эквивалент пробника коллектора был описан с достаточной детализацией для моделирования влияния пробника на характеристики усилителя. Однако попыток точно моделировать отклик осциллографа не предпринималось.
   5) Модели транзистора будут кратко рассмотрены в последующих разделах. Применены два уровня моделирования, где:
    a) базовая модель, не учитывающая существенных высокоуровневых эффектов. В феноменологическом смысле эта модель практически соответствует модели Гуммеля в [2].
   b) расширенная модель, которая дополнительно учитывает насыщение тока коллектора, расширение базы и пробой переходов.

Вычисленные формы сигналов некоторых важных переменных схемы, которые можно было наблюдать экспериментально, показаны на Fig. 4, где (a) представляет полное моделирование на основе расширенной модели транзистора, а (b) — установившуюся часть для базовой модели. Соответствующие данные по характеристикам приведены в Table I, и видно, что различия незначительны как здесь, так и в формах сигналов моделирования. Это явно поднимает вопрос о том, насколько важны высокоуровневые эффекты для усилителя, однако следует признать, что результат находится в тесном соответствии с намерения, лежащие в основе проектирования схемы. Транзистор включён между двумя настроенными цепями, которые заставляют ток на выводах быть приблизительно синусоидальным. Цель такого подхода заключается в том, чтобы сделать работу схемы как можно менее зависимой от нелинейных характеристик транзистора. То, что это действительно работает, косвенно видно из моделирования, где требуется лишь несколько итераций в алгоритме поиска установившегося режима Aprille и Trick [3], чтобы найти стационарное решение. Чтобы продемонстрировать влияние высокоуровневых эффектов, необходимо, поэтому необходимо либо перейти к внутреннему анализу транзистора и рассмотреть его фундаментальные процессы работы, либо задать такие условия в схеме, которые будут искажать синусоидальные токи. Поскольку внутреннее поведение транзистора доступно исключительно через моделирование, оба этих подхода будут использованы ниже, чтобы сделать окончательные выводы частично на основе наблюдений, которые могут быть экспериментально подтверждены.

Сравнивая экспериментальные и смоделированные результаты, следует в заключение отметить следующее:
1) Различия в настройках входного подстроечного элемента могут показаться значительными. Используя рассчитанный входной импеданс транзистора на основной частоте (3 Ω + j1.5 Ω), легко показать, что ошибка измерения всего 1 nH в суммарных значениях L и LB может объяснить такие же различия.
2) Расхождения между экспериментальными и смоделированными формами напряжений в основном проявляются в высших гармониках и, предположительно, обусловлены главным образом характеристиками осциллографа (полоса пропускания ~ 800 MHz, время нарастания ~ 0.4 ns).