ICE2 Контроллер режима тока для импульсного источника питания (SMPS) оффлайн-типа с интегрированным транзистором CoolMOS

 Характеристики

- Транзистор CoolMOS, стойкий к лавинным токам, 650В/800В

- Требуется только несколько внешних компонентов

- Блокировка по снижению напряжения питания Vcc

- Частота переключения 67кГц/100кГц

- Максимальный коэффициент заполнения 72%

- Режим пониженного энергопотребления в ожидании для соответствия требованиям Европейской комиссии

- Защита от перегрева с автоматическим перезапуском

- Защита от перегрузки и обрыва обратной связи

- Защита от перенапряжения при автоматическом перезапуске

- Регулируемое ограничение пикового тока с помощью внешнего резистора

- Общая погрешность ограничения тока менее +-5%

- Внутренняя блокировка переднего фронта

- Пользовательская настройка мягкого старта

- Плавное управление для снижения ЭМИ

Описание
Второе поколение CoolSET™-F2 предлагает несколько специальных улучшений, чтобы удовлетворить требования к низкому энергопотреблению в режиме ожидания и к функциям защиты.
В режиме ожидания используется снижение частоты, чтобы уменьшить энергопотребление и поддерживать стабильное выходное напряжение в этом режиме.
Снижение частоты ограничено до 20 кГц / 21.5 кГц, чтобы избежать слышимого шума.
В случае неисправностей, таких как обрыв петли обратной связи, перенапряжение или перегрузка из-за короткого замыкания, устройство переходит в режим автоматического перезапуска, который управляется внутренней защитной схемой.
Благодаря точному ограничению пикового тока, реализованному внутри устройства, можно уменьшить размеры трансформатора и вторичного диода, что приводит к снижению общей стоимости системы.

1.5 Назначение выводов

SoftS (Управление мягким стартом и автоматическим перезапуском)

Этот вывод объединяет функции мягкого старта при запуске и управления режимом автоматического перезапуска при обнаружении ошибки.

FB (Обратная связь)

Вывод FB передает информацию о регулировании во внутренний блок защиты и на внутренний ШИМ-компаратор для управления скважностью.

Isense (Датчик тока)

Вывод Isense измеряет напряжение на последовательном резисторе, подключённом к истоку встроенного транзистора CoolMOS. Когда напряжение на Isense достигает внутреннего порога компаратора ограничения тока, выход драйвера отключается. Таким образом осуществляется обнаружение перегрузки по току.

Дополнительно информация о токе используется внутренним ШИМ-компаратором для реализации режима управления током.

Drain (Сток встроенного транзистора CoolMOS)

Вывод Drain соединён со стоком встроенного транзистора CoolMOS.

VCC (Питание)

Этот вывод является положительным источником питания для микросхемы. Диапазон рабочих напряжений составляет от 8.5В до 21В.

Для защиты от перенапряжения драйвер отключается, если напряжение превышает 16.5В во время фазы запуска.

GND (Земля)

Этот вывод соединён с землёй первичной стороны источника питания.

Описание работы

Управление питанием
Функция защиты от пониженного напряжения (Undervoltage Lockout) контролирует внешнее напряжение питания VVCC. В случае, если микросхема неактивна, потребляемый ток составляет максимум 55 μA. Когда импульсный источник питания (SMPS) подключается к сети, ток через резистор RStart-up заряжает внешний конденсатор CVCC. Когда напряжение VVCC превышает порог включения VCCon = 13.5 V, включаются внутренняя цепь смещения и опорный источник напряжения. После этого внутренняя схема на основе бэндгэпа (bandgap) генерирует опорное напряжение VREF = 6.5 V для питания внутренних цепей.
Чтобы избежать неконтролируемого срабатывания при включении, реализована гистерезисная схема: отключение происходит только тогда, когда после активного режима напряжение VVCC падает ниже 8.5 V.

При включении выполняется сброс системы (Power Up Reset) за счет обнуления внутренней защелки ошибок в блоке защиты.
Когда VVCC падает ниже порога отключения VCCoff = 8.5 V, внутренняя опорная схема отключается, и при помощи функции Power Down Reset транзистор T1 разряжает конденсатор плавного старта CSoft-Start на выводе SoftS.
Это обеспечивает, что при каждом новом включении на выводе SoftS напряжение начинает расти от нуля.

Режим управления током означает, что скважность импульсов регулируется наклоном первичного тока. Это осуществляется путем сравнения сигнала обратной связи FB с усиленным сигналом датчика тока.

Если усиленный сигнал датчика тока превышает сигнал FB, время включения Ton драйвера завершается путем сброса триггера PWM-Latch (см. рисунок 8).
Первичный ток измеряется внешним последовательным резистором RSense, установленным в цепи истока интегрированного транзистора CoolMOS™.
Благодаря регулированию по току (Current Mode) выходное напряжение на вторичной стороне становится нечувствительным к изменениям сетевого напряжения.
Изменение сетевого напряжения влияет на наклон формы тока, что, в свою очередь, регулирует скважность.
Внешний резистор RSense позволяет индивидуально настраивать максимальный ток истока интегрированного транзистора CoolMOS™.

Чтобы улучшить режим тока при условиях легкой нагрузки, усиленная текущая рампа PWM-ОП накладывается на напряженную рампу, которая строится с помощью ключа T2, источника напряжения V1 и низкочастотного фильтра 1-го порядка, состоящего из R1 и C1 (см. рис. 9, рис. 10). Каждый раз, когда осциллятор выключается из-за ограничения максимального рабочего цикла, ключ T2 закрывается сигналом VOSC. Когда осциллятор срабатывает, драйвер затвора открывает T2, и начинается построение напряженной рампы.

В случае легкой нагрузки усиленная текущая рампа слишком мала, чтобы обеспечить стабильное регулирование. В этом случае напряженная рампа служит хорошо определенным сигналом для сравнения с сигналом FB. Рабочий цикл затем регулируется наклоном напряженной рампы.

С помощью компаратора C5 драйвер затвора выключается до тех пор, пока напряженная рампа не превысит 0,3 В. Это позволяет рабочему циклу непрерывно снижаться до 0%, уменьшая VFB ниже этого порога.

3.2.1 PWM-OP
Вход PWM-ОП подключен через внутреннюю задержку ведущего фронта к внешнему датчику тока RSense, который подключен к выводу Isense. RSense преобразует ток источника в напряжение сигнала. Это напряжение сигнала усиливается с коэффициентом 3,65 с помощью PWM-ОП. Выход PWM-ОП подключен к источнику напряжения V1. Напряженная рампа с наложенным усиленным сигналом тока подается на положительные входы PWM-компаратора, C5 и компаратора Soft-Start.

3.2.2 PWM-Comparator
PWM-компаратор сравнивает сигнал тока, измеренный интегрированным CoolMOSTM, с сигналом обратной связи VFB (см. рис. 11). Сигнал VFB генерируется внешним оптопараллелем или внешним транзистором в комбинации с внутренним подтягивающим резистором RFB и содержит информацию о нагрузке для схемы обратной связи. Когда усиленный сигнал тока интегрированного CoolMOS™ превышает сигнал VFB, PWM-компаратор выключает драйвер затвора.

Soft-Start реализуется с помощью внутреннего подтягивающего резистора RSoft-Start и внешнего конденсатора CSoft-Start (см. рис. 5). Напряжение Soft-Start (VSoftS) генерируется путем зарядки внешнего конденсатора C_Soft-Start через внутренний подтягивающий резистор RSoft-Start. Компаратор Soft-Start сравнивает напряжение на выводе SoftS на отрицательном входе с рампой сигнала PWM-OP на положительном входе. Когда напряжение Soft-Start (VSoftS) меньше, чем напряжение обратной связи VFB, компаратор Soft-Start ограничивает ширину импульса, сбрасывая PWM-лачу (см. рис. 12).

Кроме того, Soft-Start активируется при каждой попытке перезапуска во время автоматического перезапуска. С помощью вышеупомянутого C_Soft-Start Soft-Start можно настроить в соответствии с требованиями пользователя. Soft-Start заканчивается, когда VSoftS превышает 5,3 В. В этот момент блок защиты активируется с помощью компаратора C4 и проверяет сигнал обратной связи с помощью компаратора C3, чтобы определить, ниже ли напряжение 4,8 В, что означает, что напряжение на вторичной стороне SMPS стабилизировалось. Внутренняя диодная защита (Zener-диод) на выводе SoftS имеет напряжение отсечки 5,6 В, чтобы предотвратить насыщение внутренней схемы (см. рис. 13).

Время запуска TStart-Up, необходимое для стабилизации выходного напряжения преобразователя VOUT, должно быть короче фазы Soft-Start (TSoft-Start) (см. рис. 14).

С помощью Soft-Start достигается эффективное минимизирование токовых и напряженческих нагрузок на интегрированный CoolMOS™, защитную схему и выходной перерегулированный импульс, а также предотвращается насыщение трансформатора во время запуска.

3.4 Осциллятор и снижение частоты
3.4.1 Осциллятор
Осциллятор генерирует частоту fswitch = 67 кГц / 100 кГц. В составе осциллятора интегрированы резистор, конденсатор, а также источники тока и стока тока, которые определяют частоту. Ток зарядки и разрядки встроенного конденсатора осциллятора регулируется внутри схемы, чтобы достичь высокой точности переключающей частоты. Соотношение контролируемых токов зарядки и разрядки настроено таким образом, чтобы ограничить максимальный рабочий цикл до Dmax = 0,72.

3.4.2 Снижение частоты
Частота осциллятора зависит от напряжения на выводе FB. Зависимость показана на рис. 15. Эта особенность позволяет источнику питания работать на более низкой частоте при легкой нагрузке, тем самым снижая потери при переключении и сохраняя хорошее перекрестное регулирование и низкие пульсации на выходе. В случае низкой мощности потребление энергии всего SMPS может быть эффективно снижено. Минимальная Достижимая частота ограничена значением 20 кГц / 21,5 кГц, чтобы избежать возникновения слышимого шума в любом случае.

3.5 Ограничение тока
Осуществляется ограничение тока на каждом цикле с помощью компаратора Current-Limit для обнаружения перегрузки по току. Ток источника интегрированного CoolMOS™ измеряется через внешний резистор тока RSense. С помощью RSense ток источника преобразуется в напряжение сигнала VSense. Когда напряжение VSense превышает внутреннее пороговое напряжение Vcsth, компаратор Current-Limit немедленно выключает драйвер затвора. Чтобы предотвратить искажения, вызванные импульсами на ведущем фронте, на входе измерения тока интегрирован Leading Edge Blanking. Кроме того, добавлена компенсация задержки распространения (Propagation Delay Compensation), чтобы поддерживать немедленное отключение CoolMOS™ в случае перегрузки по току.

3.5.1 Блокировка ведущего фронта

Каждый раз, когда CoolMOS™ включается, возникает импульс на ведущем фронте из-за ёмкостей на первичной стороне и времени восстановления диода выпрямителя на вторичной стороне. Чтобы избежать преждевременного завершения переключающего импульса, этот импульс блокируется с временной постоянной tLEB = 220 нс. В это время выход компаратора Current-Limit не может отключить драйвер затвора.

3.5.2 Компенсация задержки распространения
В случае обнаружения перегрузки по току с помощью ILimit отключение CoolMOS™ задерживается из-за задержки распространения в схеме. Эта задержка вызывает перерасход пикового тока Ipeak, который зависит от соотношения dI/dt пикового тока (см. рис. 17).

Перерасход сигнала Signal2 больше, чем у сигнала Signal1 из-за более крутой восходящей волны.
Для ограничения перерасхода, зависящего от dI/dt восходящего тока на первичной стороне, интегрирована компенсация задержки распространения. Это означает, что задержка распространения между превышением порогового значения тока Vcsth и выключением CoolMOS™ компенсируется по температуре в пределах как минимум определённого диапазона.

Компенсация задержки распространения осуществляется с помощью динамического порогового напряжения Vcsth (см. рисунок 18). В случае более крутого наклона, выключение драйвера происходит раньше, чтобы компенсировать задержку.
Например, для Ipeak = 0,5 А при RSense = 2. Без компенсации задержки распространения порог чувствительности тока устанавливается на статичном уровне напряжения Vcsth = 1 В. При токовой линейке dI/dt = 0,4 А/µс, что означает dVSense/dt = 0,8 В/µс, и времени задержки распространения tPropagation Delay = 180 нс, перерасход Ipeak составит 14,4%. С помощью компенсации задержки распространения перерасход уменьшается до всего лишь около 2% (см. рисунок 19).

3.6 PWM-Latch
Выход тактового сигнала осциллятора подает импульс установки на PWM-Latch, когда начинается проводимость CoolMOS™. После установки PWM-Latch может быть сброшен с помощью PWM-OP, Soft-Start-Comparator, Current-Limit-Comparator, компаратора C3 или Error-Latch блока защиты. В случае сброса драйвер немедленно отключается.

3.7 Driver
Этап драйвера управляет затвором CoolMOS™ и оптимизирован для минимизации ЭМИ и повышения общей эффективности схемы. Это достигается путем уменьшения наклона при включении, когда достигается пороговое напряжение CoolMOS™. Контроль наклона восходящего фронта на выходе драйвера (см. рисунок 20) позволяет минимизировать импульс при включении. Когда CoolMOS™ выключается, форма спада на выходе драйвера замедляется при достижении 2 В, чтобы предотвратить перерасход ниже нуля. Кроме того, схема драйвера спроектирована таким образом, чтобы исключить перекрестное проводение выходной стадии. При напряжениях ниже порога undervoltage lockout (VVCCoff) управление затвором становится низким.

3.8 Protection Unit (Режим авто-перезапуска)
Внутри Protection Unit интегрированы детекторы перегрузки, открытой цепи и перенапряжения. Эти три режима отказа блокируются с помощью Error-Latch. Дополнительно предусмотрен тепловой сброс, который также блокируется Error-Latch. В случае одного из этих режимов отказа Error-Latch устанавливается после времени задержки 5 мкс, и CoolMOS™ отключается. Эта задержка предотвращает искажения в Error-Latch, вызванные всплесками во время работы схемы.

3.8.1 Перегрузка / Открытая цепь при нормальной нагрузке
На Рисунке 21 показан режим авто-перезапуска в случае перегрузки или открытой цепи при нормальной нагрузке. Детектирование открытой цепи или перегрузки осуществляется с помощью компараторов C3, C4 и логического элемента AND-гейта G2 (см. Рисунок 22). Детекция активируется компаратором C4, когда напряжение на выводе SoftS превышает 5,3 В. До этого момента ИС работает в фазе Soft-Start. После этой фазы компаратор C3 может установить Error-Latch в случае открытой цепи или перегрузки, что приводит к превышению напряжения обратной связи VFB порога 4,8 В. После блокировки напряжение VCC уменьшается до 8,5 В и деактивирует ИС. В это время внешний конденсатор Soft-Start разряжается через внутренний транзистор T1 из-за сброса питания. Когда ИС становится неактивной, VVCC увеличивается до VCCon = 13,5 В путем зарядки конденсатора CVCC через резистор запуска RStart-Up. Затем Error-Latch сбрасывается с помощью сброса питания, и внешний конденсатор Soft-Start заряжается через внутренний подтягивающий резистор RSoft-Start. В фазе Soft-Start, которая заканчивается, когда напряжение на выводе SoftS превышает 5,3 В, детекция перегрузки и открытой цепи с помощью C3 и G2 не активна. Таким образом, фаза Start-Up не воспринимается как перегрузка.

Но фаза Soft-Start должна завершиться в пределах фазы Start-Up, чтобы гарантировать, что напряжение на выводе FB опустится ниже порога детектирования отказа 4,8 В.

3.8.2 Перегрузка по напряжению из-за открытого контура при отсутствии нагрузки

Рисунок 23 показывает режим автоматического перезапуска для открытого контура и условия отсутствия нагрузки. В случае этой неисправности выходное напряжение преобразователя увеличивается, а также повышается напряжение VCC. Для учета этой неисправности реализована дополнительная защита с помощью компараторов C1, C2 и логического элемента AND-gate G1 (см. Рисунок 24).

Обнаружение перегрузки по напряжению осуществляется только компаратором C1 в первый раз в фазе Soft-Start, пока напряжение Soft-Start не превысит порог компаратора C2 в 4,0 В, и напряжение на выводе FB не станет выше 4,8 В. Когда VCC превышает 16,5 В в фазе обнаружения перегрузки по напряжению, компаратор C1 может установить Error-Latch, и фаза Burst в режиме автоматического перезапуска завершится раньше. В этом случае TBurst2 будет короче TSoft-Start. Благодаря компаратору C2 нормальная работа системы предотвращается от перегрузки по напряжению из-за колебаний VCC в зависимости от регулировки выходного напряжения преобразователя. Когда напряжение VSoftS превышает 4,0 В, обнаружение перегрузки по напряжению компаратором C1 деактивируется.

3.8.3 ТермShutdown (Термозаглушение)

Термозаглушение фиксируется Error-Latch, когда температура перехода Tj контроллера ШИМ превышает внутренний порог в 140°C. В этом случае IC переходит в режим автоматического перезапуска.

FSCQ от Fairchild Руководство по проектированию квазирезонансных преобразователей с использованием ключей серии (FPSTM) AN4146

 Аннотация

В целом, квазирезонансный преобразователь (QRC) обладает более низким уровнем электромагнитных помех (EMI) и более высокой эффективностью преобразования энергии по сравнению с традиционным жестко-коммутируемым преобразователем с фиксированной частотой переключения. Поэтому он особенно хорошо подходит для применения в аудио усилителях и цветных телевизорах, чувствительных к шумам.

В этом примечании по применению рассматриваются практические аспекты проектирования квазирезонансных преобразователей для цветных телевизоров с использованием ключей серии FSCQ от Fairchild (FPSTM – Fairchild Power Switch). Документ охватывает проектирование трансформатора, выходного фильтра и синхронизирующей цепи, выбор компонентов и замыкание петли обратной связи.

Пошаговая процедура проектирования, изложенная в этом документе, поможет инженерам легко разработать квазирезонансный преобразователь. Для повышения эффективности процесса проектирования также предоставляется программный инструмент — FPS Design Assistant, содержащий все уравнения, описанные в документе.

Предложенная методика проектирования подтверждена на экспериментальном прототипе преобразователя.

1. Введение

Микросхемы серии FSCQ FPSTM (Fairchild Power Switch) представляют собой интегрированные решения, объединяющие контроллер широтно-импульсной модуляции (PWM) и транзистор Sense FET, специально разработанные для квазирезонансных импульсных источников питания (SMPS), работающих от сети, с минимальным количеством внешних компонентов.

В сравнении с традиционным решением на дискретных MOSFET и отдельном ШИМ-контроллере, использование FSCQ FPSTM позволяет снизить общую стоимость, количество компонентов, габариты и вес устройства, одновременно повышая эффективность, производительность и надежность системы.

На рисунке 1 представлена базовая схема квазирезонансного преобразователя на базе микросхемы FPS для применения в цветных телевизорах, которая также служит эталонной схемой для описываемого в этом примечании процесса проектирования.

Экспериментальный преобразователь, созданный по примеру из данного документа, был реально собран и протестирован для подтверждения корректности методики проектирования.

В этом разделе приводится процедура проектирования с использованием схемы на рисунке 1 в качестве ориентира. Рисунок 2 иллюстрирует блок-схему процесса проектирования. Подробные этапы проектирования следующие:

---

[ШАГ-1] Определение технических характеристик системы

• Диапазон входного напряжения сети: Vlinemin и Vlinemax

• Частота сети: fL

• Максимальная выходная мощность: Po

• Оценка КПД (Eff):
  Для расчёта максимальной входной мощности необходимо оценить эффективность преобразования энергии.
  Если нет данных по аналогичным схемам, использовать:

  • Eff = 0.7–0.75 для схем с низким выходным напряжением

  • Eff = 0.8–0.85 для схем с высоким выходным напряжением

  Для цветных телевизоров типичная эффективность составляет 80–83%.

Pin(max)​=EffPo​​

Для SMPS с несколькими выходами, вводится коэффициент нагрузки для каждого выхода:

$$K_{L(n)} = \frac{P_{o(n)}}{P_o}$$

где Po(n) — мощность на n-м выходе.
Для одно-выходного блока питания: KL(1) = 1.

Предполагается, что выход Vo1 является опорным и регулируется по обратной связи в штатном режиме.

[ШАГ-2] Определение ёмкости конденсатора на постоянном токе (CDC) и диапазона напряжения на постоянном токе.

Обычно ёмкость конденсатора на постоянном токе выбирается как 2-3 мкФ на ватт входной мощности для универсального диапазона входных напряжений (85-265 В переменного тока) и 1 мкФ на ватт входной мощности для европейского диапазона входных напряжений (195-265 В переменного тока). После выбора ёмкости конденсатора на постоянном токе, минимальное напряжение на постоянном токе вычисляется по формуле:

где CDC — ёмкость конденсатора на постоянном токе, а Dch — коэффициент скважности для зарядки C_DC, как показано на рисунке 3, обычно равный примерно 0.2. Pin, Vlinemin и fL указаны в ШАГЕ-1.

Например для блока питания 75W = 75*2 = 150uF минимальная емкость и 75*3= 225uF номинальная. 

Максимальное напряжение на постоянном токе вычисляется по формуле:

где Vlinemax указано в ШАГЕ-1.

[ШАГ-3] Определение отражённого выходного напряжения (VRO)

Рисунок 4 показывает типичные формы волн напряжения стока в преобразователе с квазирезонансным залипанием. Когда MOSFET выключен, напряжение на постоянном токе (VDC), вместе с выходным напряжением, отражённым на первичную сторону (VRO), накладывается на MOSFET, и максимальное номинальное напряжение на MOSFET (Vdsnom) вычисляется по формуле:

где VDCmax указано в уравнении (4). Увеличение VRO снижает ёмкостные потери при переключении и потери на проводимости MOSFET. Однако это увеличивает напряжённую нагрузку на MOSFET, как показано на рисунке 4. Поэтому VRO следует определять, исходя из компромисса между напряжённым запасом MOSFET и эффективностью. Обычно устанавливают VRO в диапазоне 120-180 В, чтобы Vdsnorm составляло 490-550 В (75-85% от номинального напряжения MOSFET).

[ШАГ-4] Определение индуктивности первичной стороны трансформатора (Lm)

Рисунок 5 показывает типичные формы волн тока стока MOSFET, тока диода на вторичной стороне и напряжения на стоке MOSFET в квазирезонансном преобразователе. Во время периода TOFF ток проходит через диод выпрямителя на вторичной стороне, и напряжение на стоке MOSFET ограничено значением $(VDC+VRO)$. Когда ток на вторичной стороне уменьшается до нуля, напряжение на стоке начинает снижаться из-за резонанса между эффективной выходной ёмкостью MOSFET и индуктивностью на первичной стороне трансформатора (Lm).

Для минимизации потерь при переключении серия FSCQ разработана таким образом, чтобы включить MOSFET, когда напряжение на стоке достигает минимального значения $(VDC-VRO)$.

Индуктивность первичной стороны трансформатора (Lm) можно оценить с использованием резонансной частоты между выходной ёмкостью MOSFET и индуктивностью. Эта частота $f$ может быть выражена следующим образом:

$$f_{res}=\frac{1}{2\pi \sqrt{Lm\cdot C_{ou\mathrm{t}}}}$$

где:

• $Lm$ — индуктивность на первичной стороне трансформатора,

• $C_{out}$ — эффективная выходная ёмкость MOSFET.

Резонансная частота обычно определяется на основе характеристик устройства и требует выбора такой индуктивности, которая обеспечит минимизацию потерь при переключении.

Для определения индуктивности первичной стороны (Lm) необходимо заранее определить следующие переменные:

• Минимальная частота переключения (fs_min): Минимальная частота переключения возникает при минимальном входном напряжении и полной нагрузке, и должна быть выше минимальной частоты переключения FPS (20 кГц). Увеличение fsmin позволяет уменьшить размер трансформатора, однако это приводит к увеличению потерь при переключении. Поэтому fs_min следует определять с учётом компромисса между потерями при переключении и размером трансформатора. Обычно fs_min устанавливается в пределах 25 кГц.

• Время спада напряжения на стоке MOSFET (TF): Как показано на рисунке 5, время спада напряжения на стоке MOSFET составляет половину резонансного периода ёмкости MOSFET и индуктивности первичной стороны. Увеличив TF, можно уменьшить ЭМИ. Однако это приводит к увеличению резонансной ёмкости (Cr), что, в свою очередь, увеличивает потери при переключении. Типичное значение для TF составляет 2-2.5uS.

После определения fsmin и TF максимальный коэффициент скважности (duty cycle) рассчитывается по следующей формуле:

где $V_{DCmi\mathrm{n }}$ указано в уравнении (3), а $V$ определяется на ШАГЕ-3.
Затем индуктивность первичной стороны определяется как

где $P_{in}$, $V_{D\mathrm{C\_}min}$ и ${\mathrm{D\_}}_{max}$ указаны в уравнениях (1), (3) и (6) соответственно, а $f_{\mathrm{s\_}mi\mathrm{n }}$— минимальная частота переключения.
После того как $L_m$ будет определена, максимальный пиковый ток и RMS ток MOSFET при нормальной работе вычисляются как

[ШАГ-5] Выбор подходящего FPS с учётом входной мощности и пикового тока стока.

С использованием рассчитанного максимального пикового тока стока MOSFET (Idspeak) из уравнения (8) необходимо выбрать подходящий FPS (Fairchild Power Switch), у которого уровень ограничения тока по каждому импульсу (ILIM) выше, чем Idspeak. Поскольку у FPS допуск на ILIM составляет ±12%, при выборе подходящего устройства FPS должен быть предусмотрен запас по току ILIM.

В таблице 1 приведены модели серии FSCQ с их номинальной выходной мощностью и ограничением тока по каждому импульсу.

[ШАГ-6] Определение подходящего сердечника и минимального числа витков первичной обмотки

В таблице 2 приведены наиболее часто используемые сердечники для применения в цветных телевизорах (C-TV) при различных уровнях выходной мощности. При проектировании трансформатора необходимо учитывать:

• максимальный рабочий размах магнитной индукции (∆B) — влияет на гистерезисные потери в сердечнике,

• максимальную магнитную индукцию в переходных режимах (Bmax) — важна для предотвращения насыщения сердечника.

С выбранным сердечником минимальное число витков первичной обмотки трансформатора, необходимое для предотвращения перегрева сердечника, определяется по следующей формуле:

​

где:

• $L_m$ — индуктивность первичной обмотки (из уравнения (7),

• $I_{d\mathrm{s\_}peak}$— пиковый ток стока MOSFET (из уравнения (8),

• $A_e$ — площадь поперечного сечения сердечника в мм² (см. рисунок 6),

• $\mathrm{\Delta }B$ — размах магнитной индукции в теслах.

Если нет точных данных, рекомендуется использовать значение $\Delta B=0.25\sim 0.30$ Тл. Чем меньше В тем меньше акустических звуков от феррита. 

Так как в переходных или аварийных режимах ток стока MOSFET может превышать $I_{dspeak}$ и достигать уровня ограничения тока $I$, трансформатор должен быть спроектирован таким образом, чтобы не входить в насыщение при $I$. Поэтому также следует учитывать максимальную магнитную индукцию (Bmax) при достижении тока $I$, как:

где $L_m$ определяется по уравнению (7), $I$ — предельный ток ограничения по импульсу, $A_e$ — площадь поперечного сечения сердечника в мм² (показана на Рисунке 6), а $B_{max}$— максимальная магнитная индукция в теслах.

Рисунок 7 показывает типичные характеристики ферритового сердечника от TDK (PC40). Поскольку при повышении температуры сердечник насыщается при более низкой магнитной индукции, необходимо учитывать характеристики при высокой температуре.

Если нет справочных данных, используйте значение $B_{max}=0.35\text{–}0.4\text{Тл.}$

Количество витков первичной обмотки трансформатора должно быть выбрано не меньше, чем значения $N_{P(min)}$, полученные по уравнениям (10) и (11).

Я считаю тут плохо описано так где выбор сердечника с нужным зазором???

[ШАГ-7] Определение количества витков для каждого выходного канала и вспомогательной цепи Vcc

На рисунке 8 показана упрощённая схема трансформатора. Предполагается, что Vo1 — это основной выход, стабилизируемый системой обратной связи в нормальном режиме работы. Также предполагается, что к Vo2 подключён линейный стабилизатор для питания микроконтроллера (MCU) стабильным напряжением.

Сначала необходимо вычислить коэффициент трансформации $n$ между первичной обмоткой и обмоткой основного выхода Vo1 следующим образом:

​

где:

• $V_{RO}$ — отражённое выходное напряжение, определённое на ШАГЕ-3 (120-180V),

• $V_{o1}$ — основное выходное напряжение,

• $V_{F1}$ — прямое падение напряжения на диоде DR1. (обычно 0.6V)

Затем выберите подходящее целое значение для $N_{s1}$, чтобы полученное значение $Np$ было больше, чем Np(min)​, как:

где $n$ получен из уравнения (12), а $N_p$ и Ns1 — это количество витков первичной обмотки и обмотки основного выхода соответственно. Количество витков для другого выхода (n-го выхода) определяется как:

${\mathrm{где\; V}}_{o(n)}$ — это выходное напряжение, а $V_{F(n)}$ — прямое падение напряжения на диоде $)$ для n-го выхода соответственно.

Проектирование обмотки Vcc: как показано на рисунке 9, серия FSCQ снижает все выходные напряжения, включая вспомогательное напряжение Vcc (Va), в режиме ожидания для минимизации энергопотребления. 

* Поскольку вспомогательное напряжение Vcc (Va) изменяется в широком диапазоне, обычно используется схема стабилизации с использованием стабилитрона, чтобы обеспечить стабильное питающее напряжение (Vcc) для FPS в нормальном режиме работы, как показано на рисунке 8. 

* Обычно схема стабилизации проектируется таким образом, чтобы напряжение Vcc регулировалось на уровне 18 В в нормальном режиме и превышало напряжение отключения Vcc (9 В) на 2–3 В в режиме ожидания, как показано на рисунке 9. После перехода серии FSCQ в режим ожидания потребляемый ток FPS падает ниже 500 мкА, и падение напряжения на резисторе Rcc становится незначительным.

В режиме ожидания выход Vo2 регулируется с помощью обратной связи, и коэффициент падения напряжения на обмотке Vo2 определяется как:

где $V$ — это прямое падение напряжения на диоде $DR\mathrm{2\; (обычно\; 0.6V)}$, а $V_{o2normal}$ и $V_{o2stby}$— это выходные напряжения $Vo2$ (В диапазоне 11-12V) в нормальном и режиме ожидания соответственно, как показано на рисунке 9. Предполагая, что вспомогательное напряжение Vcc (Va) уменьшается с коэффициентом падения 

$K_{dro\mathrm{p, }}$Va в нормальном режиме получается как:

(Я так и не понял сколько выбирать Va_normal ну по графику без цифр я так понимаю воль 25V, fа чуть ниже они пишут про выше чем на 20В + 18Vcc = 38V)
где $V_{a(stby)}$ — это минимальное напряжение Va в режиме ожидания (В диапазоне 11-12V), которое должно быть выше напряжения отключения Vcc для FPS (обычно 9 В). Обратите внимание, что рабочий ток в режиме ожидания снижается, и поэтому падение напряжения на Rcc становится незначительным. Обычно при определении $V_{a(stby)}$ оставляется запас напряжения 2-3 В.
После определения $V_{a(normal) }$количество витков для вспомогательной обмотки Vcc (Na) определяется как:

где VFa — это прямое падение напряжения на диоде Da, как показано на рисунке 8.

Резистор понижения Vcc (Rcc): Ток, потребляемый FPS в нормальном режиме работы, задается как:

                                                      Icc= Iop + Idrv                           (18)

где Iop и Idrv — токи, необходимые для работы ИС и управления затвором MOSFET соответственно. Iop указывается в техническом описании, а Idrv определяется как:

                                                      Idrv = Vcc * Ciss * Fs                 (19)

где Ciss — входная емкость MOSFET, а fs — частота переключения. При расчете Idrv обычно предполагается, что Vcc равно Vz (18 В), а fs — 90 кГц.

Условие для выбора резистора понижения Vcc (Rcc) задается следующим образом:

Тепловыделение на Rcc в нормальном режиме работы определяется как:

где Vz — пробивное напряжение стабилитрона (обычно 18 В).

Когда требуется сбросить большое напряжение (более 20 В), рекомендуется использовать схему, показанную на рисунке 11, чтобы минимизировать тепловыделение в цепи понижения напряжения.

[ШАГ-8] Определение пускового резистора (Rstr)

На рисунке 10 показана типовая схема обмотки питания Vcc для микросхем серии FSCQ.
Изначально, до начала работы преобразователя, микросхема FPS потребляет только пусковой ток (максимум 50 μA).

Поэтому ток, поступающий через пусковой резистор (Rstr), может:

• заряжать конденсаторы Ca1 и Ca2, и одновременно

• подавать пусковой ток на микросхему FPS.

Когда напряжение Vcc достигает уровня пуска (15 В, обозначается как VSTART), FPS начинает переключения (запускается ШИМ).
После этого потребление тока микросхемой FPS возрастает, и требуемый ток начинает поступать уже не через Rstr, а с обмотки трансформатора для Vcc (auxiliary winding).

– Пусковой резистор (Rstr): Среднее значение минимального тока, подаваемого через пусковой резистор, определяется как

где
Vlinemin — это минимальное входное напряжение,
Vstart — это напряжение запуска (15 В) для FPS,
а Rstr — пусковой резистор.

Пусковой резистор должен быть выбран таким образом, чтобы Isupavg (средний ток через резистор) был больше максимального тока запуска (50 мкА).
Если это не так, напряжение Vcc не сможет зарядиться до уровня запуска, и FPS не сможет запуститься.

Максимальное время запуска определяется как:

Где
Ce — это эффективная ёмкость конденсатора Vcc (Ca1 + Ca2),
а Istart_max — максимальный ток запуска FPS (50 мкА).

После того как пусковой резистор (Rstr) выбран,
максимальная приблизительная мощность рассеяния в Rstr определяется как:

Где
Vlinemax — это максимальное входное напряжение, которое задаётся на ШАГЕ-1.
Пусковой резистор (Rstr) должен иметь соответствующую мощность рассеяния в зависимости от значения Pstr.

3. Обратная связь: Серия FSCQ использует управление по току, как показано на рисунке 11. Обычно для реализации сети обратной связи используются оптопара (например, H11A817A) и шунтирующий регулятор, например, KA431. Сравнение напряжения обратной связи с напряжением на резисторе Rsense плюс смещенное напряжение позволяет контролировать скважность переключения. Когда напряжение на выводе опорного напряжения KA431 превышает внутреннее опорное напряжение 2,5 В, ток через светодиод H11A817A увеличивается, что приводит к снижению напряжения обратной связи и уменьшению скважности. Это событие обычно происходит, когда увеличивается входное напряжение или уменьшается выходная нагрузка.

3.1 Ограничение тока по импульсу: Поскольку используется управление по току, пиковый ток через SenseFET ограничен инвертированным входом PWM-сравнителя (Vfb*), как показано на рисунке 11. Ток обратной связи (IFB) и внутренние резисторы спроектированы так, чтобы максимальное катодное напряжение диода D2 составляло примерно 2,8 В, что происходит, когда весь ток IFB протекает через внутренние резисторы. Поскольку диод D1 блокируется, когда напряжение обратной связи (Vfb) превышает 2,8 В, максимальное напряжение катода диода D2 ограничивается этим значением, тем самым ограничивая Vfb*. Таким образом, пиковое значение тока через SenseFET ограничивается.

3.2 Пропускание на фронте (LEB): В момент включения внутреннего Sense FET обычно возникает высокий импульс тока через Sense FET, вызванный внешним резонансным конденсатором, который соединен с MOSFET и обратным восстановлением выпрямителя на вторичной стороне. Избыточное напряжение через резистор Rsense может привести к некорректной работе системы обратной связи в управлении по току в режиме ШИМ. Для компенсации этого эффекта серия FSCQ использует схему пропускания на фронте (LEB). Эта схема временно блокирует ШИМ-сравнитель на короткое время (TLEB) после того, как Sense FET включается.

Защитные цепи: Серия FSCQ включает несколько функций самозащиты, таких как:
- защита от перегрузки (OLP)

- защита от аномального перенапряжения тока (AOCP)

- защита от перенапряжения (OVP)  

- термическое выключение (TSD). 

OLP и OVP работают в режиме автоматического перезапуска, 

в то время как TSD и AOCP — в режиме блокировки. 

Поскольку эти защитные цепи полностью интегрированы в микросхему без внешних компонентов, это повышает надежность без увеличения стоимости.

Защита в режиме автоперезапуска: Когда обнаруживается неисправность, коммутирование прекращается, и SenseFET остается выключенным. Это вызывает падение напряжения Vcc. Когда Vcc падает до стопового напряжения блокировки недавнего напряжения (UVLO) 9 В, защита сбрасывается, и серия FSCQ начинает потреблять только ток для запуска (25 мкА). Затем конденсатор Vcc заряжается, поскольку ток, подаваемый через резистор для старта, больше, чем ток, потребляемый FPS. Когда Vcc достигает стартового напряжения 15 В, серия FSCQ восстанавливает свою нормальную работу. Если неисправность не устранена, SenseFET остается выключенным, и Vcc снова падает до стопового напряжения. Таким образом, автоперезапуск может чередовать включение и отключение работы SenseFET до тех пор, пока неисправность не будет устранена (см. Рисунок 12).


Защита в режиме блокировки: Когда срабатывает эта защита, коммутирование прекращается, и Sense FET остается выключенным до тех пор, пока питание переменного тока не будет отключено. Затем Vcc продолжает заряжаться и разряжаться между 9 В и 15 В. Блокировка сбрасывается только тогда, когда Vcc разряжается до 6 В при отключении питания линия переменного тока.

4.1 Защита от перегрузки (OLP): Перегрузка определяется как превышение тока нагрузки сверх его нормального уровня из-за неожиданного аномального события. В этой ситуации схема защиты должна сработать, чтобы защитить SMPS. Однако, даже когда SMPS работает в нормальном режиме, схема защиты от перегрузки может сработать во время перехода нагрузки. Чтобы избежать такого нежелательного срабатывания, схема защиты от перегрузки спроектирована так, чтобы срабатывать только после заданного времени, чтобы определить, является ли это временной ситуацией или перегрузкой. Благодаря возможности ограничения тока на каждом импульсе, максимальный пиковый ток через SenseFET ограничен, и, следовательно, максимальная входная мощность ограничена при заданном входном напряжении. Если выход потребляет больше этой максимальной мощности, выходное напряжение (Vo) уменьшается ниже установленного значения. Это снижает ток через светодиод оптопары, что также снижает ток через транзистор оптопары, увеличивая тем самым обратное напряжение (Vfb). Если Vfb превышает 2,8 В, D1 блокируется, и ток источника тока 5 мкА начинает медленно заряжать конденсатор CB до напряжения Vcc. В этом состоянии Vfb продолжает расти, пока не достигнет 7,5 В, после чего операция переключения прекращается, как показано на рисунке 13. Время задержки для выключения — это время, необходимое для зарядки CB с 2,8 В до 7,5 В при токе 5 мкА. Обычно для большинства приложений характерно время задержки 20 ~ 50 мс. OLP реализована в режиме авто-перезапуска.

4.2 Защита от аномального перегрузочного тока (AOCP): Когда диоды вторичного выпрямителя или выводы трансформатора замкнуты, через SenseFET может протекать крутой ток с крайне высоким значением di/dt в течение времени LEB. Хотя в FSCQ-Series имеется OLP (защита от перегрузки), этого недостаточно для защиты устройства в таком аномальном случае, поскольку на SenseFET будет наложено сильное токовое напряжение, пока не сработает OLP. FSCQ-Series имеет встроенную схему AOCP (защита от аномального перегрузочного тока), как показано на рисунке 14. Когда сигнал включения затвора подается на силовой SenseFET, блок AOCP активируется и начинает контролировать ток через резистор измерения тока. Напряжение на резисторе затем сравнивается с предустановленным уровнем AOCP. Если напряжение на резисторе измерения тока превышает уровень AOCP, на защелку подается сигнал установки, что приводит к выключению SMPS. Эта защита реализована в режиме блокировки.

4.3 Защита от перенапряжения (OVP): Если на вторичной стороне цепь обратной связи выходит из строя или дефект пайки вызывает разрыв в цепи обратной связи, ток через транзистор оптопары становится практически нулевым. В таком случае напряжение Vfb увеличивается, как в случае перегрузки, заставляя предельный максимальный ток подаваться на SMPS, пока не сработает защита от перегрузки. Поскольку на выход подается больше энергии, чем требуется, выходное напряжение может превысить номинальное до срабатывания защиты от перегрузки, что приведет к поломке компонентов на вторичной стороне. Чтобы предотвратить эту ситуацию, используется схема защиты от перенапряжения (OVP). В общем, пик синхросигнала пропорционален выходному напряжению, и серия FSCQ использует синхросигнал вместо прямого мониторинга выходного напряжения. Если синхросигнал превышает 12 В, срабатывает защита от перенапряжения, что приводит к отключению SMPS. Чтобы избежать ненужного срабатывания OVP в нормальном режиме работы, пик синхросигнала должен быть спроектирован так, чтобы не превышать 12 В. Эта защита реализована в режиме автоматического перезапуска.

4.4 Тепловое выключение (TSD): SenseFET и управляющая схема интегрированы в одном корпусе. Это позволяет управляющей схеме легко обнаруживать аномально высокую температуру SenseFET. Когда температура превышает примерно 150°C, срабатывает тепловое выключение. Эта защита реализована в режиме блокировки.


5. Мягкий запуск (Soft Start): В серии FSCQ имеется встроенная схема мягкого запуска, которая медленно увеличивает напряжение инвертирующего входа PWM-сравнителя вместе с током через SenseFET после включения питания. Типичное время мягкого запуска составляет 20 мс. Ширина импульса для питания переключающего устройства постепенно увеличивается для создания правильных рабочих условий для трансформаторов, катушек индуктивности и конденсаторов. Увеличение ширины импульса также помогает предотвратить насыщение трансформатора и уменьшает нагрузку на вторичный диод при запуске. Для быстрого нарастания выходного напряжения в цепь обратной связи вводится смещение в опорном токе мягкого старта.